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  電阻分壓器可將高電壓衰減至低壓電路能夠承受的電平，且低壓電路不會出現(xiàn)過載或損壞。在功率路徑控制電路中，電阻分壓器有助于設(shè)置電源欠壓和過壓閉鎖閾值。這種電源電壓驗證電路常見于汽車系統(tǒng)、便攜式電池供電儀器儀表以及數(shù)據(jù)處理和通信板中。

欠壓閉鎖(UVLO)可防止下游電子系統(tǒng)在異常低的電源電壓下工作，避免導(dǎo)致系統(tǒng)故障。例如，當(dāng)電源電壓低于規(guī)格要求時，數(shù)字系統(tǒng)可能性能不穩(wěn)定，甚至死機。當(dāng)電源為可充電電池時，欠壓閉鎖可防止電池因深度放電而受損。過壓閉鎖(OVLO)可保護系統(tǒng)免受極高電源電壓的影響。由于欠壓和過壓閾值取決于系統(tǒng)的有效工作范圍，因此電阻分壓器可用于通過相同的控制電路設(shè)置自定義閾值。為了能夠在存在電源噪聲或電阻的情況下實現(xiàn)平穩(wěn)無顫振閉鎖功能，需要利用閾值遲滯。在討論了簡單的UVLO/OVLO電路后，將介紹一些添加閾值遲滯的簡單方法，當(dāng)默認值不足時，有必要添加閾值遲滯。

  欠壓和過壓閉鎖電路

  圖1所示為欠壓閉鎖電路(目前無遲滯)。它有一個比較器，其負輸入端具有正基準(zhǔn)電壓(VT)。比較器控制一個電源開關(guān)，用于打開或閉合電源輸入和下游電子系統(tǒng)之間的路徑。比較器的正輸入連接至電阻分壓器。如果電源接通，并從0 V開始上升，比較器輸出起初較低，電源開關(guān)保持關(guān)閉狀態(tài)。當(dāng)比較器正輸入達到VT時，比較器輸出斷路。此時，底部電阻中的電流為 VT/RB。如果比較器無任何輸入偏置電流，該電流會流入RT。因此，當(dāng)比較器斷路時，電源電壓為 VT + RT × VT/RB = VT × (RB + RT)/RB，則UVLO閾值為11 V。低于該閾值時，比較器輸出低電平，將打開電源開關(guān);高于該UVLO閾值時，開關(guān)閉合，電源為系統(tǒng)上電。通過更改RB和RT的比值就可以輕松調(diào)整閾值。絕對電阻值由預(yù)計的分壓器偏置電流設(shè)定(稍后將詳細介紹)。要設(shè)置OVLO閾值，只需交換比較器的兩個輸入(例如，圖2中的下方比較器)，這樣高電平輸入就會迫使比較器輸出低電平，并打開開關(guān)。

圖1.采用電阻分壓器、比較器和電源開關(guān)的電源欠壓閉鎖電路

  電源開關(guān)也可通過N溝道或P溝道電源MOSFET來實現(xiàn)，不過這部分內(nèi)容不是討論的重點。之前的討論假設(shè)N溝道MOSFET開關(guān)在柵極電壓為低電平(例如：0 V)時打開(高電阻)。為了完全閉合(低電阻)N溝道MOSFET，柵極電壓必須比電源電壓至少高出MOSFET閾值電壓，這需要使用電荷泵。保護控制器 (LTC4365, LTC4367, and LTC4368 )集成了比較器和電荷泵，可驅(qū)動N溝道MOSFET，同時靜態(tài)功耗較低。P溝道MOSFET不需要使用電荷泵，但柵極電壓極性相反;也就是說，低電壓閉合開關(guān)，而高電壓打開P溝道MOSFET開關(guān)。

  再來看電阻分壓器：與使用兩個單獨的2電阻串相比，3電阻串可設(shè)置欠壓和過壓閉鎖閾值(圖2)，同時一個分壓器無需提供偏置電流。UVLO閾值為：VT × (RB + RM + RT)/(RB + RM) ，而OVLO閾值為：VT × (RB + RM + RT)/RB。AND柵極將兩個比較器的輸出合并，然后連接至電源開關(guān)。因此，當(dāng)輸入電壓介于欠壓和過壓閾值之間時，電源開關(guān)閉合，為系統(tǒng)供電;否則，開關(guān)打開，斷開系統(tǒng)供電。如果不需要考慮分壓器功耗，則采用單獨的欠壓和過壓分壓器，分別獨立調(diào)整閾值會更靈活。

圖2.采用單個電阻分壓器的欠壓和過壓閉鎖電路

  具有遲滯功能的欠壓和過壓閉鎖電路

  在圖1中，如果電源電壓上升緩慢并且有噪聲，或者如果電源本身具有電阻(如電池中的電阻)，導(dǎo)致電壓隨負載電流下降，那么當(dāng)比較器輸入超過其UVLO閾值時，比較器的輸出將在高電平和低電平之間反復(fù)切換。這是因為，比較器的正輸入因輸入噪聲或負載電流通過電源電阻導(dǎo)致的壓降而反復(fù)高于和低于VT閾值。對于電池供電電路，這可能會導(dǎo)致永無休止的振蕩。使用具有遲滯功能的比較器可消除這種顫振，從而使開關(guān)切換更順暢。如圖3所示，遲滯比較器針會對上升(例如：VT + 100 mV)和下降輸入(例如：VT – 100 mV)提供不同的閾值。比較器遲滯會隨RB和RT放大，使電源電平為200 mV × (RB + RT)/RB。如果電源輸入的噪聲或壓降低于該遲滯，就可以消除顫振。如果比較器不存在遲滯或遲滯較低，則有許多方法可以增加或提高遲滯。所有這些方法均在分壓器接頭處采用正反饋，例如：當(dāng)比較器斷路時，正在上升的比較器輸入電平會更高。為簡單起見，以下等式假設(shè)比較器本身沒有遲滯。

圖3.通過在分壓器接頭與電源開關(guān)輸出之間連接一個電阻來增加欠壓閉鎖閾值遲滯

  分壓器與輸出之間的電阻(圖3)：

在分壓器接頭(比較器的正輸入)與電源開關(guān)輸出之間增加一個電阻(RH)。當(dāng)電源電壓從0 V開始上升時，比較器的正輸入低于VT，比較器輸出低電平，電源開關(guān)保持關(guān)閉狀態(tài)。假設(shè)由于系統(tǒng)負載，開關(guān)輸出為0 V。因此，將RH與RB并聯(lián)，用于計算輸入閾值。上升輸入欠壓閾值為VT × ((RB || RH) + RT)/(RB || RH)，其中：RB || RH = RB × RH/(RB + RH)。高于此閾值時，開關(guān)打開，接通系統(tǒng)電源。為了計算下降輸入欠壓閾值，由于開關(guān)閉合，RH與RT并聯(lián)，下降輸入欠壓閾值為：VT × (RB + (RT || RH))/RB，其中 RT || RH = RT × RH/(RT + RH)。如果比較器本身存在一定遲滯，則使用上一個等式中的上升或下降比較器閾值代替VT?；叵胍幌聢D1中的示例，VT = 1 V且RT = 10 × RB，如果不存在比較器遲滯或RH，則上升和下降閾值為11 V。如圖3所示，增加RH = 100 × RB，則上升輸入閾值為11.1 V，下降閾值為10.09 V;也就是說，遲滯為1.01 V。該方法對OVLO無效，因為輸入電平上升會關(guān)閉電源開關(guān)，從而導(dǎo)致RH將比較器輸入電平拉低(這樣會再次打開開關(guān))而不是拉高。

  連接開關(guān)電阻(圖4):

  增加遲滯的另一個方法就是連接可以改變底部電阻有效值的開關(guān)電阻。開關(guān)電阻可以并聯(lián)(圖4a)，也可以串聯(lián)(圖4b)。我們來看看圖4a：當(dāng)VIN為低電平(比如說為0 V)時，比較器的輸出(UV或節(jié)點)為高電平，從而打開N溝道MOSFET M1，并將RH與RB并聯(lián)連接。假設(shè)M1的導(dǎo)通電阻與RH相比可以忽略不計，或可以包含在RH的值中。上升輸入閾值與圖3中的相同：VT × ((RB || RH) + RT)/(RB || RH)。一旦VIN高于該閾值，比較器輸出就會變?yōu)榈碗娖?，從而關(guān)閉M1，并斷開RH與分壓器的連接。因此，下降輸入閾值與圖1中的相同：VT × (RB + RT)/RB。繼續(xù)我們的示例， VT = 1 V, RT = 10 × RB且 RH = 100 × RB，上升輸入閾值為11.1 V，下降閾值為11 V;也就是說，RH產(chǎn)生了100 mV的遲滯。該方法和下述方法均可用于欠壓或過壓閉鎖，因為其用途取決于比較器輸出打開電源開關(guān)的方式(未顯示)。

圖4.使用開關(guān)(a)分流電阻或電流和(b)串聯(lián)電阻增加欠壓或過壓閉鎖閾值遲滯

圖4b的配置可得出上升輸入閾值為：VT × (RB + RT)/RB，下降輸入閾值為：VT × (RB + RH + RT)/(RB + RH)。圖4中的RH = RB/10 ，因此上升輸入閾值為11 V，下降閾值為10.091 V，也就是說，遲滯為909 mV。這表明，圖4b配置需要一個更小的RH才能產(chǎn)生更大的遲滯。

  連接電流源(圖4a):

圖4a的電阻RH可以使用電流源IH代替。該方法適用于 LTC4417 和 LTC4418優(yōu)先級控制器。當(dāng)VIN為低電平時，比較器的高電平輸出使能IH。輸入閾值上升時，比較器的負輸入為VT。因此，RT中的電流為IH + VT/RB得出的上升閾值為：VT + (IH + VT/RB) × RT = VT × (RB + RT)/RB + IH × RT。一旦VIN高于該閾值，比較器的低電平輸出就會關(guān)閉IH。因此，下降閾值與圖1中的相同：VT × (RB + RT)/RB，且輸入閾值遲滯為：IH × RT。

  電阻分壓器偏置電流

  之前的等式假設(shè)比較器輸入端的輸入偏置電流為0，而示例只考慮了電阻比，而未考慮絕對值。比較器輸入同時具有輸入失調(diào)電壓(VOS)、參考誤差(也可以與VOS合并)，以及輸入偏置電流或漏電流(ILK)。如果分壓器偏置電流(圖1跳變點處的VT/RB)明顯大于輸入漏電流，則零泄漏假設(shè)成立。例如，如果分壓器電流是輸入漏電流的100倍時，漏電流引起的輸入閾值誤差將保持在1%以下。另一種方法是比較漏電流引起的閾值誤差與失調(diào)電壓引起的閾值誤差?？紤]比較器的非理想因素，圖1輸入欠壓閾值等式變?yōu)椋?VT ± VOS)× (RB + RT)/RB ± ILK × RT (類似于之前的遲滯電流等式)，可重寫為：(VT ± VOS ± ILK × RB × RT/(RB + RT)) × (RB + RT)/RB。輸入漏電流表現(xiàn)為比較器閾值電壓誤差，通過選擇適當(dāng)?shù)碾娮?，可以盡可能降低該誤差(相對于失調(diào)電壓)，也就是， ILK × (RB || RT) < VOS。

  舉個例子，LTC4367欠壓和過壓保護控制器UV和OV引腳的最大漏電流為±10 nA，而UV/OV引腳比較器的500 mV閾值失調(diào)電壓為±7.5 mV(500 mV的±1.5%)。根據(jù)預(yù)算，±3 mV(500 mV的±0.6%，或小于7.5 mV失調(diào)電壓的一半)漏電流產(chǎn)生的閾值誤差為：RB || RT < 3 mV/10 nA = 300 kΩ。要使用0.5 V比較器閾值設(shè)置11 V輸入欠壓閾值，則要求：RT = RB × 10.5 V/0.5 V = 21 × RB。因此，RB || RT = 21 × RB/22 < 300 kΩ，則RB < 315.7 kΩ。對于RB來說，最接近1%的標(biāo)準(zhǔn)值為309 kΩ，得出的RT為6.49 MΩ。跳變點處的分壓器偏置電流為0.5 V/309 kΩ = 1.62 μA，是10 nA漏電流的162倍。為了在不增加比較器輸入漏電流導(dǎo)致的閾值誤差的情況下盡可能降低分壓器電流，這種分析至關(guān)重要。

在基于比較器的相同控制電路中，利用電阻分壓器可輕松調(diào)整電源欠壓和過壓閉鎖閾值。電源噪聲或電阻需要閾值遲滯，以防止電源超過閾值時出現(xiàn)電源開關(guān)打開和關(guān)閉顫振。介紹了實現(xiàn)欠壓和過壓閉鎖遲滯的一些不同方法?；驹硎潜容^器斷路時，在分壓器接頭處會產(chǎn)生一些正反饋。增加或提高保護控制器IC遲滯時，有些方法取決于比較器輸出或IC輸出引腳的類似信號的可用性。選擇電阻值時，應(yīng)注意避免使比較器的輸入漏電流成為閾值誤差的主要來源。

  LTC4418

  ●從兩個輸入中選擇優(yōu)先級最高的電源

  ●可隔離反向和交叉?zhèn)鲗?dǎo)電流

  ●寬的工作電壓范圍：2.5V 至 40V

  ●可針對電池反接提供 –42V 保護

  ●可容許 60V 的 V1、V2 輸入

  ●可調(diào)的輸入驗證時間

  ●快速切換可最大限度減小輸出電壓降

  ●26μA 的低工作電流

  ●±1.5% 輸入過壓 / 欠壓保護

  ●可調(diào)的過壓 / 欠壓遲滯

  ●可級聯(lián)以適合更多的輸入電源

  ●20 引腳 4mm x 4mm QFN 封裝